规划人员常常遇到电路的规划出来后，却发现电路中的噪声太大，而不得不从头规划和布线。噪声是模仿电路规划的一个核心问题，它会直接影响能从丈量中提取的
惋惜的是，关于噪声有许多混杂和误导信息，或许会引起功能欠安、高本钱的过度规划或资源运用功率低下。本文论述关于模仿规划中噪声剖析的5个由来已久的误区。
将多个噪声源的噪声频谱密度（nV／√Hz）加总（电压噪声源按平方和开根号），而不别离核算各噪声源的rms噪声，能节省时刻，但这种简化仅适用于各噪声源看到的带宽相同的状况。假如各噪声源看到的带宽不同，简略加总就变成一个可怕的圈套。图1显现了过采样体系中的状况。从噪声频谱密度看，体系总噪声好像以增益放大器为主，但一旦考虑带宽，各级奉献的rms噪声其实十分附近。
规划时有人或许不由得要考虑每一个噪声源，但规划工程师的时刻是名贵的，这样做在大型规划中会十分耗时。全面的噪声核算最好留给仿真软件去做。不过，规划人员怎么简化规划进程需求的手艺噪声核算呢？答案是疏忽低于某一阈值的不重要噪声源。假如一个噪声源是首要噪声源（或任何其他折合到同一点的噪声源）的1／5 erms值，其对总噪声的奉献将小于2％，能够合理地予以疏忽。规划人员常会争辩应当把该阈值选在哪里，但无论是1／3、1／5仍是1／10 （别离使总噪声添加5％、2％和0．5％），在规划到达足以做全面仿真或核算的程度之前，没必要忧虑低于该阈值的较小噪声源。
1／f噪声对超低频率电路是一大要挟，因为许多常用噪声按捺技能，像低通滤波、均值和长时刻积分等，对它都无效。但是，许多直流电路的噪声是以白噪声源为主，1／f噪声对总噪声无奉献，因而不必核算1／f噪声。为了澄清这种效应，考虑一个放大器，其1／f噪声转机频率fnc为10 Hz，宽带噪声为10 nV／√Hz。对各种带宽，核算10秒收集时刻内包括和不含1／f噪声两种状况下的电路噪声，以确认不考虑1／f噪声的影响。当带宽为fnc的100倍时，宽带噪声开端占主导地位；当带宽超越fnc的1000倍时，1／f噪声微乎其微。现代双极性放大器可具有比10 Hz低许多的噪声转机频率，零漂移放大器则简直彻底消除了1／f噪声。
噪声等效带宽（NEB）对噪声核算是一个很有用的简化。因为截止频率以上的增益不是0，某些超出电路带宽的噪声会进入电路中。NEB是核算的抱负砖墙滤波器的截止频率，它会放入与实践电路相同的噪声量。NEB大于–3 dB带宽，已针对常用滤波器类型和阶数进行核算，例如：关于单极点低通滤波器，它是–3 dB带宽的1．57倍，写成公式便是NEB1－pole ＝ 1．57 × BW3dB。但是，关于应把该乘法因数放在噪声公式中的何处，好像一向存在混杂。请记住，NEB调理的是带宽，而非噪声，因而应在根号下面，如下式所示：
电阻器的约翰逊噪声是根本的，由此发生必定温度下某个电阻器噪声的简略公式。但是，约翰逊噪声是在电阻器中能够观察到的最小噪声量，并不代表一切电阻器类型在噪声方面都是相同的。还存在过量噪声，这是电阻器中1 / f噪声的来历，其高度依赖于电阻器类型。过度的噪声，有点紊乱，也称为电流噪声，与电流在不连续介质中活动的方法有关。它被指定为以dB为单位的噪声指数（NI），每十倍1μVrms/ Vdc。这在某种程度上预示着假如有1 V dc在具有0 dB NI的电阻器上，给定频率十倍的过量噪声为1μVrms。碳膜和厚膜电阻具有一些最高的NI，规模高达+10 dB，最好防止它们在信号途径的噪声灵敏部分。薄膜电阻器通常在-20 dB左右更好，金属箔和绕线 dB。
